Datele initiale

Sa se proiecteze o sursa de alimentare cu convertor de frecventa inalta cu urmatorii parametri de intrare si de iesire:

1.     Tensiunea de intrare - retea monofazata 220 20

Frecventa in retea - 50 Hz

2.     Tensiunea la iesire U_s=9V

3.     Curentul sarcinii: I_s=1,5A; I_smin=0,15A.

4.     Pulsatiile la iesire U_s=0,1V.

5.     Puterea la iesire P_s=U_s I_s=9V 1,5A=13,5W.

6.     In concordanta cu variatia tensiunii de la reteaua de alimentare   k_intr.1=0,8; k_intr.2=1,2.

Vom proiecta sursa de alimentare secundara (S.A.S) in concordanta cu datele initiale si urmat de algoritmul de calcul ce consta din noua etape.

La inceput vom calcula nominalul capacitatii condensatorului filtrului de intrare Cp. Pentru aceasta este necesar sa se calculeze urmatorii parametri:

1.     Randamentul S.A.S. se determina dupa relatia:

unde k_r=0,04; k_SD=0,08; h_p=0,67.

2.     Valoarea presupusa a puterii utilizate de S.A.S este:

P_S.A.S.=P_s/h_S.A.S.=13,5W/0,62=21,77W

3.Amplitudinea tensiunii de alimentare la valoarea ei minima

luand in consideratie caderea de tensiune pe diodele redresorului de intrare (redresor in punte) recalculam amplitudinea tensiunii de alimentare.

U_intr.ampl=U_m-3,5V=245,4V

Pentru calculele urmatoare este necesar de a alege tipul condensatorului C_F si a cunoaste valoarea admisibila a componentei alternative pe el la frecventa 50KHz. Fie ca utilizam condensator de tip K50-27 care permite functionarea normala la temperatura 70⁰C . Determinam amplitudinea componentei alternative pentru condensatoarele cu nominalul 47 si 22mF (tensiunea maxim admisibila 450V). In cerintele tehnice amplitudinea admisibila a componentei alternative U_f=50 va fi:

Pentru condensatorul cu capacitatea de 47mF  

U_f=50=30V 0,5 0,65=9,75V

unde U_F=50=30V la temperatura mediului ambiant de 25⁰C; coeficientul de temperatura k_t=0,65; coeficientul de frecventa k_F=0,5.

Pentru condensatorul cu capacitatea de 22mF

U_f=50=37V 0,5 0,65=12V

unde U_F=50=37V la temperatura mediului ambiant de 25⁰C;

In asa caz pentru C_F cu capacitatea de 47 si 22mF

DU_CF=19,5V; DU_CF=24V;

4.     Coeficientul pulsatiilor pe condensatorul CF

100(DU/U_m)=100(DU_CF/ U_intr.ampl)

5.     Parametru A pentru valorile calculate este

A=0,055 pentru condensatorul de 47mF

A=0,065 pentru condensatorul de 22mF

6.Capacitatea condensatorului filtrului C_F.p pentru redresorul dubla alternanta si reteaua 50Hz

In asa caz pentru S.A.S. analizata capacitatea condensatorului de tip K50-27 al filtrului de intrare este

C_F.nom=22mF

Fiindca capacitatea nominala a condensatorului este mai mare decat cea calculata, putem astepta o micsorare a pulsasiilor pe condensatorul de intrare. Acesta se determina in felul urmator:

Pentru inceput determinam k_D= C_F.nom 0,8/ C_F.p=1 atunci

DU_CF=24 V/1=24V

Pentru calculele de mai departe este nevoie sa se determine tensiunea continua care actioneaza la intrarea convertorului de frecventa inalta.

Calculul U_intr.nom .

1.     Valoarea aproximativa a tensiunii la intrarea convertorului pentru tensiunea minima a retelei va fi:

U_0.min=U_intr.ampl-DU_CF/2=245,4V-24V/2=233,4V

2.     Componenta continua a curentului redresat

I_0.min=P_S.A.S./ U_0.min=21,8W/233,4V=0,093A

3.     Determinam sind conform relatiei

4.     Unghiul de blocare q il determinam din relatia

q=0,485; cosq=0,885

5.     Valoarea precizata pentru tensiunea la intrarea convertorului o determinam dupa relatia

U_0.min=U_intr.ampl(1+cosq)/2=231,3V

6.     Tensiunea la intrarea convertorului de frecventa inalta pentru valoarea nominala a tensiunii de intrare

U_{intr .nom}=U_0.min/k_intr.1=233,4V/0,8=289V

Calculul convertorului de frecventa inalta.

Pentru a efectua calculele respective introducem urmatoarele conditii: pentru transformator utilizam ferit marca M2000HM1-A; tranzistoarele de putere - 2T841A; diodele de putere - 2Д2997A;condensatorul filtrului la iesire de tip K53-31; bobina de soc a filtrului - Д13-20

Vom utiliza schema monotact cu doua tranzistoare reprezentata in figura.

ETAPA 1

1.     Puterea sarcinii

P_s=U_s I_s=9V 1,5A=13,5W

2.     Amplitudinea minima a tensiunii pe primar

U_1Mmin=k_intr.1 U_intr.nom-U_CE.S=0,8 289V-0,7V=230,5V

unde U_CE:S este tensiunea colector- emitor a tranzistorului in regim de saturatie . La etapa data o consideram egala cu 0,7V.

3.     Amplitudinea minima pe secundar

U_2Mmin=(U_s+DU_BS+DU_VD)/g_max=26,1V

Unde DU_BS prezinta caderea de tensiune pe bobina de soc a filtrului L_F;

Caderea de tensiune o alegem egala cu 0,2V.

Iar DU_VD -caderea de tensiune pe diodele VD1 si VD2 sunt de 0,7V.

4.     Coeficientul de transformare (raportul numarului infasurarilor bobinei

secundare la numarul infasurarilor bobinei primare a transformatorului w₁/w₂ )

k_tr= U_2Mmin/ U_1Mmin=26,1V/230,5V=0,113

5.     Amplitudinea maxima a tensiunii pe bobina secundara a

transformatorului:

U_2Mmax= k_tr U_1Mmax= 0,113 346,1V=39,1V

U_1Mmax=k_intr.2 U_intr.nom-U_CE.S=1,2 289V-0,7V=346,1V

6.Valoarea minima a coeficientului de umplere a impulsurilor tensiunii pe transformator

g_min =(U_s+DU_BS+DU_VD)/ U_2Mmax=0,253

7.Valorile efective ale tensiunilor pe infasurarea primara si secundara a

transformatorului

8.Valorile efective a curentilor in infasurarea primara si cea secundara sunt

9.Determinam puterea tipica a transformatorului

Unde k_d este coeficientul pierderilor pentru alimentarea sistemului de dirijare, luand in consideratie puterea utilizata de sistemul de dirijare P_S.D. Consideram k_d=0,02.

10.Calculam parametrul care caracterizeaza puterea electromagnetica a transformatorului S_stS₀. El reprezinta produsul suprafetei sectiunii transversale a conductorului magnetic al transformatorului S_st la suprafata ferestrei miezului S₀ ce este completat cu infasurarile transformatorului.

11. Calcularea parametrilor electrici ai transformatorului de frecventa inalta.

Dupa alegerea miezului avem la dispozitie urmatorii parametri:

-diametrul exterior-16mm;

-diametrul interior-10mm;

-inaltimea mizului-13,5mm;

-suprafata sectiunii active pentru conductorul magnetic-0,405cm²;

-suprafata ferestrei conductorului magnetic-0,785cm²

-lungimea medie a liniei magnetice de forta-4,08cm.

-masa 9,3gr.

11.1 . Durata maxima a impulsului tensiunii in infasurarile

transformatorului  

11.2. Numarul de infasurari w₁ si w₂ sunt:

Numarul infasurarilor w₁ si w₂ se rotungeste pana la valoarea mai mare.

11.3. Diametrul cablului de cupru

pentru infasurarea primarului

11.4. Conform datelor pentru cablurile de tip ПЭТВ-2 se alege cablu cu diametru cel mai apropiat rezultatelor calcului si se determina

S_1iz =0,02011mm²si S_2iz.=0,1521mm² .

11.5. Suprafata totala a sectiunii transversale pe care o ocupa infasurarea primara si cea secundara in fereastra transformatorului

S_S =( S_1S S_2S)/100=0,162cm²

unde

S_1S=S_1izw₁NN₁=0,02011 433 1=8,7cm²

prezinta suprafata sectiunii transversale a primei infasurari

S_2S=S_2izw₂NN₂=0,1521 49 1=7,453cm²

prezinta suprafata sectiunii transversale a infasurarii secundare

11.6. Determinam acum coeficientul de umplere a ferestrei miezului cu infasurarile transformatorului

k₀= S_S/S₀=0,157 cm²/0,785 cm²=0,21

11.7. Lungimea conductoarelor, necesara pentru infasurarea primarului si secundarului

l_1s=l_med.i1w₁/100=17,2m

l_2s=l_med.i2w₂/100=2,27m

l_med.i1=0,12(D_ip-D+2H)=0,12(16mm-10mm+2 13,5mm)=3,96cm

l_med.i2=0,14(D_ip-D+2H)=0,14(16mm-10mm+2 13,5mm)=4,62cm

unde l_med.i este lungimea medie a unei infasurari si se determina dupa relatiile

11.8. Rezistenta activa dupa curent continuu pentru infasurarea primara si secundara este:

unde R_l1, R_l2 prezinta rezistenta unui metru de cablu.

11.9.Rezistenta totala la frecventa inalta se determina dupa relatiile:

R_1tot=k_fR₁=1 23,33W=23,33W ; R_2tot=k_fR₂=1 0,346W=0,346W

unde R_1tot si R_2tot sunt rezistentele totale a primarului si secundarului, k_f1 si k_f2 sunt coeficientii de referinta.

11.10. Determinam lungimea medie a infasurarii

unde D este diametrul interior al miezului;   Dh-grosimea carcasei de izolare (de regula este de 0,1mm); D_int - diametrul de rest admisibil a gaurii interioare a transformatorului ( la depanarea cu strungul D_int=3mm, iar la depanarea cu maina - D_int=5mm)

11.11. Numarul de infasurari intr-un sungur strat al bobinei primare este:

unde k_dep este coeficientul de depanare a infasurarii

11.12. Numarul de straturi ale infasurarii primarului cu rotungire spre un numar intreg va fi:

N₁=w₁/w_1str=433/96=4,5≈5

11.13. Grosimea infasurarii primare:

H₁=N₁(D_1iz+D₁)=5(0,16+0,08)=1,2mm

unde D₁- prezinta grosimea izolatorului intre straturi.

11.14. Numarul de infasurari intr-un strat al bobinei secundare este:

N₂=w₂/w_2str=49/34=1,5≈2

11.15. Grosimea secundarului transformatorului este:

H₂=N₂(D_2iz+D₂)=2(0,44+0,03)=0,94mm

11.16. Calculam grosimea interioara a tuturor infasurarilor

H_inf=H₁+H₂+Dm_I=1,2+0,94+0,16=2,3mm

Unde   Dm_I=D_ipDh/D=(16 0,1)/10=0,16mm

prezinta grosimea izolatorului pe partea interioara a transformatorului.

11.17. Diametrul exterior transformatorului

unde D_iz -grosimea izolatiei exterioare a transformatorului si e acceptata 0,05mm

11.18. Diametrul real al ferestrei bobinei transformatorului:

ETAPA 2

Calculul pierderilor in transformatorul de frecventa inalta, randamentul si regimul termic.

1.Pierderile puterii in cuprul primarului si secundarului:

P_1M=I²_1egfR_1tot=0,252W; P_2M=I²_2egfR_2tot=0,296W

2. Pierderile totale in ambele infasurari, luand in consideratie variatia rezistentei cu cresterea temperaturi:

P_M=(P_1M+P_2M)(1+0,004(T_adm-T₀))=0,7672W

unde T_adm este temperatura maxim admisibila pentru materialul miezului transformatorului. Pentru marerialele indicate T_adm=100120⁰C, iar T₀=15⁰C.

3.   Calculam pierderile specifice in conductorul magnetic in dependenta de frecventa si inductie:

P_sp=P₁f^aDB^b(1+kT)=32 100^1,2 0,1^2,4(1+0,004 100)=44,8W

4.     Determinam pierderile in miezul transformatorului la remagnetizare

P_st=P_spm_tr/1000=0,4166W

unde m_tr este masa miezului.

5.     Pierderile totale in transformator sunt:

P_S=P_M+P_st=0,7672W+0,4166W=1,1838W

6.     Randamentul transformatorului (conform pierderilor totale):

7.     Pentru calcularea supraincalzirii transformatorului la convectie reala

determinam suprafata lui totala:

8.     Temperatura de supraincalzire

t= P_S a_MS_rac)=76,7⁰C

unde a_M=10^-3W/cm^{2 0}C

1. Calculul curentului transformatorului la regim mers in gol.

Componenta activa a curentului mers in gol.

I_0a=P_st/U_1ef=0,4166/142,1=2,9 10^-3A

Componenta reactiva a curentului mers in gol.

I_0r=H_Ml_med/(100w₁)=8,4 10^-3A

unde

H_M=B_tr.p/(mm₀)=89A/m

B_tr.p=B_r+DB/2=0,19Tl

m m₁ Dm=2000-300=1700

Valoarea efectiva a curentului mers in gol se determina astfel:

2. Determinam inductanta de dispersie pentru transformator:

unde

a=H_inf+H₁+H+2Dm_I=17,32mm

r= H_inf+H₁+(D_ip-D)/2+2Dm_I=6,82mm

Dr=( H_inf-H₁)/2=0,55mm

D_s=(D_ip+D)/2=13mm

3. Calculul capacitatii dintre infasurarile transformatorului:

3.1. Capacitatea dintre primul strat al infasurarii si conductorul magnetic:

3.2. Capacitatea dintre straturile infasurarii primarului transformatorului:

Daca primarul contine doar un singur strat atunci C₁₂=0

3.3. Capacitatea dintre straturile secundarului:

Daca secundarul contine doar un strat atunci C₂₂=0

3.4. Capacitatea dintre infasurari:

3.5. Capacitatea relativa catre prima infasurare:

C_22rel=C₂₂(w₂/w₁)²=0,0,16pF

C_1rel=C₁(1/N₁)²=3,6pF

C_3rel=C₃((w₁-w₂)/w₁)²=0,208pF

3.6. Capacitatea totala relativ fata de primarul transformatorului:

C₀=C₁₂+C_1rel+C_3rel+C_22rel=5,1pF

4. Calculele frecventelor de rezonanta ale transformatorului sunt efectuate luand in considerare inductanta primarului transformatorului, inductanta pierderilor si capacitatea proprie a transformatorului.

4.1   Inductanta primarului depinde de materialul din care este confectionat

conductorul magnetic si devierea permeabilitatii magnetice:

4.1.1. Inductanta pentru ferita de tip M2000HMI-A, M2000HMI-Б si M2000HM1-17:

4.2. Frecventa de rezonanta de jos a transformatorului:

4.3. Frecventa medie de rezonanta a transformatorului:

4.4. Frecventa de sus de rezonanta a transformatorului:

Parametri calculati ai transformatorului convertorului cu frecventa inalta de functionare f trebuie sa asigure una din inegalitatile de mai jos:

3. CALCULUL REGIMULUI DE FUNCTIONARE AL TRANZISTORULUI DE PUTERE SI A DIODELOR CONVERTORULUI.

ETAPA 3-A a algoritmului.

1. Curentul de impuls care caracterizeaza valoarea curentului de magnetizare al transformatorului la sfarsitul impulsului t_i este determinat conform relatiei:

Unde f este frecventa in kHz.

2.     O parte a curentului, care circula prin tranzistor si este determinata de

pierderile la remagnetizarea miezului (pierderile in otel), poate fi luata in considerare in felul urmator. Vom considera ca aceste pierderi sunt divizate in doua componente egale: prima se evidentiaza la magnetizarea miezului, iar a doua - la etapa de remagnetizare. In asa fel, presupunind ca in gama impulsurilor ale curentului de functionare are loc o crestere a impulsului dreptunghiular (echivalent dupa puterea cu pierderile in otel) determinam:

I_ot.i=P_st/(2U_1Mmin)=0,92mA

3.     Curentul total pe care il vom numi curent de impuls al regimului mers in

gol pentru transformator:

I_mg.i=I_ot.i+I_mI=2,73mA

4.     Valoarea maxima a impulsului curentului prin tranzistor la etapa cuplarii

lui va fi:

I_1.i=I_mg.i+I_1ef(1/g_max)^1/2=0,0036A

5.     Determinam curentul colectorului tranzistorului care se formeaza ca

valoarea medie a impulsului dreptunghiular al curentului in functie de coeficientul de umplere. Amplitudinea variatiei curentului colectorului depinde de coeficientul de umplere si poate fi determinata dupa relatia:

Vedem ca valoarea medie a curentului colectorului la tensiunea minima de intrare

I_C.med=(I_1I-ΔI_C/2)g_max=6,4 10^-2A

6. Determinam valoarea maxima a tensiunii colector-emitor U_CE pentru tranzistor fara a lua in considerare excitarea tensiunii cauzate de inductanta de pierderi a transformatorului:

U_Cemax=2k_intr.2U_intr.nom=2 1,2 289V=693,6V

CALCULUL REGIMULUI DE FUNCTIONARE A DIODELOR

DE PUTERE A CONVERTORULUI.

ETAPA 4-A a algoritmului.

1. Valoarea maxima a curentului mediu pentru dioda VD1 a redresorului

I_VD1med=I_sg_max=1,5A 0,38=0,57A

2. Valoarea maxima a curentului (fara a lua in considerare impulsul de curent la blocarea diodei) pentru dioda de comutare VD2:

I_VD2med=I_s(1-g_max)=1,5A(1-0,38)=0,93A

Valoarea maxima a curentului de polarizare inversa a diodelor VD1 si VD2 este determinata conform relatiei:

U_VDinv.max=U_2Mmax=39,1V

CALCULUL PARAMETRILOR FILTRULUI S.A.S.

ETAPA 5-A a algoritmului.

1.     Conform lucrarilor stiintifice, pulsatiile maxime ale tensiunii au locla o

valoare minima a coeficientului de umplere.Valoarea relativa a pulsatiilor in procente:

S=(4/p)(100/g_min)sin(90⁰(g_min))cos(90⁰(g_min))=180%

2. Coeficientul de pulsatii la iesirea S.A.S. in procente

a_p=U_s^~ 100/(2U_s)=0,1 100/(2 9V)=0,56

unde U_s^~ este amplitudinea componentei alternative la iesirea filtrului S.A.S.

3. Acum putem determina coeficientul de netezire a pulsatiilor prin intermediul filtrului:

Q_p=S/a_p=180/0,56=321,4

4. Inductanta minima pentru bobina de soc a filtrului poate fi determinata dupa relatia:

5. Pentru a alege parametrii bobinei de soc estre necesar de a cunoaste valoarea efectiva a tensiunii alternative pe ea:

unde U₁=29,4V ;U₂=9,7V

6. Capacitatea condensatorului filtrului la iesirea S.A.S.

pentru condesatoarele de tip K53-31

k_ef=1-0,011f^0,34=1-0,011·(50kHz)^0,34=0,95

Coeficientul nominalului k_N reflecta devierea de la nominal pentru toate tipurile de condensatoare. Valoarea lui tipica este 0,8.

In asa mod cautam nominala condensatorului necesar reesind din relatia:

C_F1=C_F/(0,8k_ef)=7,74/(0,8 0,95)=10,2mF

Determinand valoarea C_F1 alegem nominalul capacitatii dupa indrumar luand cifra apropiata de sus care este C_FI=15mF

7.Calculam capacitatea reala pentru condensatorul ales la frecventa inalta, luand in considerare devierile nominalului. Notam acest parametru prin C _Ff si il gasim cu ajutorul relatiei:

C_Ff=0,8C_FIk_ef=11,4mF

8. Recalculam valoarea componentei alternative pentru tensiunea de intrare la valorile reale ale L_F si C_F.Notam aceasta marime prin U~_real si o determinam dupa formula:

U~_real= U_s^~C_F/C_Ff=0,0678V

CALCULUL PIERDERILOR IN TRANZISTOARE DE PUTERE SI DIODELE CONVERTORULUI.

ETAPA 6-A a algoritmului.

Calculul pierderilor in tranzistoare.

Determinam constanta de timp comform relatiei urmatoare:

unde t_cupl este durata de cuplare a tranzistorului conform cerintelor tehnice; I_B.mas si I_C.mas- curentii bazei si colectorului in regim de determinare a duratei t_cupl:

Daca fixam curentul bazei pentru tranzistorul de putere in proces de comutare (I_B.pc=0,1I_C) sau utilizam alta valoare a curentului ce actioneaza in circuit, atunci durata frontului impulsului tf poate fi calculata conform relatiei:

unde b_Ic prezinta coeficientul de amplificare, care se determina dupa curbele prezentate in indrumare la valori respective ale I_C k_d sau I_C .

2.     Durata de descrestere a impulsului curentului de deschidere a tranzistorului de putere:

unde I_B._bl este curentul de scurgere a jonctiunii emitor-baza in regim de blocare

3.Pierderile in regim dinamic pentru un singur tranzistor a convertorului:

4. Pierderile in regim static pentru un singur tranzistor a convertorului:

Pst=(U_CE.satI_C+UBEsatI_B)g_max= (0,08V 4,61 10^-3A +0,5V 4,61 10^-3A) 0,38=

=2,3 10^-3W

5.Pierderile totale intr-un tranzistor al convertorului:

P_t.S=P_din+P_st=0,105+2,3 10^-3=0,107W

6.Pierderile totale pentru toti tranzistorii convertorului:

Pt.pc=2 P_t.S =2 0,107W=0,214W

ETAPA 7-a a algoritmului.

Calculul pierderilor in diodele de putere include.

1.Pierderile dinamice in dioda de redresare VD1.

P_ind.vd1=1,2 I_s 0,6 U_2Mmin t_rest f 10^-3=1,2 1,5 0,6 26,1 0.05 10^-3s 50KHz= 0,007047W

unde t_rest este timpul de restabilire a rezistentei diodei la polarizare indirecta.

2.Pierderile in regim static pe dioda VD1:

unde DU_dVD1 este tensiunea pe dioda deschisa VD1 cind avem curent al sarcinii.

3.Pierderile totale pe dioda de redresare VD1;

P_VD1S=P_din.VD1+P_st.VD1=0,035W+0,139W=0,175W

4.Pierderile in regim dinamic in dioda de comutare VD2:

P_din.VD2=0,6 U_2Mmin k_d I_sDU_dVD1 f t_rest 10^-3=0,6 26,1 1,5 1 50KHz 0,11 10^-3s= =0,12919W

5. Pierderile in regim static pe dioda VD2(cind avem curent al sarcinii si tranzistorul de putere este blocat):

P_st.VD2=DU_dVD2 I_s (1-g_max)=0,2795V 1,5A (1-0,38)=0,259W

6.     Pierderile totale pe dioda de comutare:

P_VD2S=P_st.VD2+P_din.VD2=0,258W+0,259W= 0,517W

7.     Determinam pierderile totale pe diodele redresorului convertorului;

P_VD= P_VD1S+ P_VD2S=0,175W+0,517W= 0,692W

ETAPA 8-A a algoritmului.

Calculul pierderilor de putere in bobina de soc a filtrului.

Utilizam bobina de soc de tip Д13-20 cu parametri:

K27-15-5,2; l_med=6,6cm; S_st=0,312cm²; r_BS=0,15W; m_BS=45gr; m=140;

1.     Determinam numarul infasurarilor bobinei de soc:

2.     Variatia inductantei in bobina de soc la actiunea tensiunii alternative:

3. Pierderile specifice in materialul conductorului magnetic la valoarea data pentru DB_BS o determinam conform indrumarului P_specific=2,5(w/кg)

4.Pierderile de putere in conductorul miezului bobinei de soc.

P_Bsmiez=P_spec.BS m_BS 10^-3=2,5W/kg 45g 10^-3=0,1125W

5. Pierderile de putere in infasurarea bobinei de soc:

P_BS.p=I²_s r_BS(1+0,004 DT)=(1,5A)² 0,15W(1+0,004 100⁰C)=0,4725W

3.     Pierderile totale dupa putere in miezul bobinei de soc:

P_S.BS=P_BS.p+P_BS.miez=0,4725W+0,1125W=0,585W

ETAPA 9-A a algoritmului.

Calculul randamentului etajului de putere a convertorului si a S.A.S. in intregime.

1. Suma pierderilor in convertor luind in considerare schema structurala a etajului de putere:

P_p= P_S+P_t.pc+P_VD+ P_S.BS=0,411W+0,214W+0,498W+0,585W=1,71W

2.Randamentul etajului de putere a convertorului

3.Randamentul S.A.S.

BIBLIOGRAFIE

1.Indrumar metodic pentru proiectarea de curs la disciplina "Surse de alimentare in telecomunicatii". Nicolae Bejan, Pavel Nistiriuc. U.T.M. 1996